기술기고문
자동차 ECU에 적합한 프론트 엔드 벅 컨버터 선택 방법
다양한 디스플레이와 센서가 장착된 첨단 운전자 지원 시스템(ADAS)이 자동차에 탑재되면서 전자 부하가 증가하고 있다. 고급 첨단 자동차에는 100여개 전자제어장치(ECU)가 들어간다. 각 ECU는 벅 컨버터를 통해 차량 배터리에서 전력을 공급받으며, ECU의 칩(SoC)이 요구하는 전력은 계속 증가해 200W에 달하는 경우도 있다.
글 - 친탄 파리크(Chintan Parikh)/ 맥심인터그레이티드 자동차 전원관리 솔루션 사업부 총괄
- 조지 첸(George Chen)/ 맥심인터그레이티드 자동차 전원관리 솔루션 사업부 매니저
- 나자레노 노제티(Nazzareno Rossetti)/ 맥심인터그레이티드 아날로그 및 전원관리 전문가
내연기관(ICE) 차량은 납축전(lead-acid) 배터리를 통해 전자 부하에 전원을 공급하며([그림 1]) 배터리 자체 전력과 섬세한 전자제품을 연결하는 과정에는 콜드 크랭크, 출발, 정지 등 여러 과도 조건을 지원할 프론트 엔드 레귤레이터가 필요하다. 프론트 엔드 레귤레이터는 각 전자 부하에 필요한 레일을 제공하기 위해 상향 또는 하향할 수 있는 균일한 중간 전압을 공급해야 한다.
이번 글에는 ECU 복잡도에 따라 각 ECU에 필요한 전력 관리 요건을 검토하고 최적의 프론트 엔드 레귤레이터 솔루션 선택 방법을 설명한다.
[그림 1] 내연기관 차량 전자장치에 전력을 공급하는 납축전 배터리
일반적 ECU 시스템
[그림2]는 일반적인 ECU 자동차 전력관리 환경이다. 프론트 엔드 벅 컨버터는 배터리와 ECU 사이에 연결되어 배터리 전압 가변성과 전압 과도(로드 덤프)를 처리하며 최적의 상태로 제어된 3.3V 전압을 공급한다. 이 레일을 통해 자동차 전자장치의 주요 구성요소로 전원이 공급된다. 프론트 엔드 벅의 전체 전류 부하는 시스템 복잡도에 따라 몇 암페어에서 수십 암페어까지 변한다.
[그림 2] ECU 전력관리 시스템
벅 컨버터는 완전 충전될 경우 14.7V까지 상승할 수 있는 배터리 전압을 견뎌야 한다. 스타트/스톱 기술이 탑재된 차량은 엔진이 구동될 때 상당한 전압 강하가 발생하기 때문에 전원의 하한 값이 일반적으로 12V보다 훨씬 낮고, 4V 이하인 경우도 있다. 무선 주파수 간섭을 줄이기 위해 잘 통제된 높은 PWM 스위칭 주파수(500kHz에서 1.7MHz의 AM 대역 범위 이상)가 필요하며, 무선 주파수 간섭(EMI) 표준을 준수하기 위한 확산 스펙트럼도 요구된다. ECU에서 처리 가능한 정동작 전류는 100μA에 불과해 온보드 벅 컨버터에서 남게 되는 모든 마이크로 암페어 전류는 이 모듈의 마이크로컨트롤러, 메모리 또는 CAN(계측제어기 통신망)에 사용할 수 있다. 고효율 벅 컨버터는 전체 열 발생량을 낮춰 시스템 신뢰성을 향상시킨다.
낮은 복잡도
ECU의 복잡도가 낮으면 간단한 완전 모노리식(monolithic) IC로 [그림 3]과 같이 프론트 엔드 벅 컨버터를 구성하기에 충분하다. 전류 수준이 8A 미만일 경우 모노리식 컨버터는 최소 PBC 면적에서 최고 효율을 구현한다. 모노리식 컨버터는 MOSFET을 통합함으로써 하이측 MOSFET RDS(ON)에 대한 인덕터 전류를 정확하고 효율적으로 감지하도록 한다. 따라서 높은 비용과 에너지 소모가 큰 감지 저항기가 필요 없게 된다. MOSFET이 통합돼 솔루션의 전체적 크기와 비용이 줄고, PCB 레이아웃에 의한 기생 캐패시터와 인덕턴스를 최소화한다. 최적의 레이아웃을 구성하면 EMI 성능과 효율도 향상된다.
[그림 3] 모노리식 프론트 엔드 벅 컨버터
이 같은 구현 방식에서는 3.3V, 6A 솔루션 전체 PCB 면적은 [그림4]와 같이 300mm2이다.
[그림 4] 모노리식 프론트 엔드 벅 컨버터의 PCB 면적(300mm2)
중간 복잡도
전체 전류 8~20A를 요구하는 중간 및 높은 복잡도의 시스템의 경우 프론트 엔드 컨버터 구현에 가장 편리한 솔루션은 컨트롤러 IC와 low-RDS(ON) MOSFET이다[그림 5]. 이 시스템에서는 적절한 MOSFET을 선택하고 PBC 레이아웃을 최적화해 높은 효율을 얻을 수 있다. 직류 저항(DCR) 전류 감지로 감지 저항기와 관련해 발생하는 손실을 방지함으로써 손실을 줄일 수 있다. 이 경우 인덕터 전류는 캐패시터에서 감지하며, 인덕터 시간 상수( )가 외부 네트워크의 시간 상수(RS x CS)와 일치하면 캐패시터의 전압은 인덕터 기생 저항 RL(저항값)의 전압과 동일하다는 것을 원리로 인덕터 전류를 도출할 수 있다.
[그림 5] MOSFET가 외부에 연결된 프론트 엔드 벅 컨트롤러
이 설계 방식에서는 3.3V, 7A 솔루션의 PCB 면적은 [그림 6]과 같이 500mm2이다. 이 두 경우를 비교하면 전체 전류 수위가 8A 미만인 시스템에 모노리식 솔루션을 사용하는 이점을 알 수 있다. 이에 반해 전류가 더 높을 경우 컨트롤러 기반 솔루션이 필수적이다.
[그림 6] 컨트롤러 기반 프론트 엔드 벅 PCB 면적 (500mm2)
높은 복잡도
전체 전류 수준 20A 이상을 요구하는 시스템의 경우 [그림 7]과 같이 2상 인터리브(two-phase interleaved) 컨트롤러가 프론트 엔드 벅 컨버터에 최상의 솔루션이 된다.
[그림 7] 2상 인터리브 프론트 엔드 벅 컨버터
2상 인터리브를 사용하면 리플 전류가 확실히 감소하며, 위상당 주파수가 비교적 낮은 조건에서 전체 리플 전류는 낮게 유지된다. 그 예로 [그림 8]은 180도 역 이상, 33% 듀티 사이클의 리플 전류 2개가 2배 주파수에서 진폭이 단상의 절반인 전체 리플 전류를 생성하는 것을 보여준다. 주파수가 높은 상태에서 리플 전류가 감소한 것은 출력에 필요한 캐패시터가 줄어들어 부품(BOM) 비용이 절감됨을 의미한다.
[그림 8] 2상 리플 전류 감소 vs. 시간
2상 아키텍처에서는 필요한 입력 캐패시터의 개수도 적다. 전체 입력 전류는 2개 역위상 전류(그림 9의 IIN1 및 IIN2)의 합이다. 전체 입력 전류를 시간에 걸쳐 분산하면 입력 전류 리플 필터의 크기를 줄일 수 있는 단상 방식에 비해 입력 전류의 전체 실효값이 감소한다.
[그림 9] 2상 출력 리플 전류 및 입력 전류 Vs. 시간
또한 [그림 10]에 나타난 것처럼 단상과 2상 전류가 동일한 출력 리플 주파수로 작동하는 경우 2상(2Φ, 적색으로 표시)이 단상(1Φ, 청색으로 표시)에 비해 효율적이다. 단상은 클럭 2상의 클럭 주파수(fCK) 대비 2배의 주파수에서 작동함으로써 높은 주파수와 낮은 전류 리플을 구현할 수 있는 반면 스위칭 손실이 높다. 2가지 방식은 한 주기 당 같은 수의 상변이가 일어나지만 2상 컨버터는 단상 컨버터에 비해 소비 전류가 절반(2배의 시간 동안)으로 스위칭 손실이 감소한다.
[그림 10] 2상 Vs. 단상 전류 vs. 시간
2상 컨버터가 제공하는 또 다른 큰 혜택은 빠른 속도의 과도 응답과 부하 단계에서 전압 오버슈트/언더슈트 감소를 들 수 있다. 위상 당 전류는 절반, 전류 리플 진폭은 감소하고 리플 주파수가 2배가 되기 때문에 위상 전환 주파수가 높아진다. 따라서 구성품의 크기가 더욱 축소되며 온도 한계치에 도달하지 않고 컨버터의 폐루프 대역폭을 증가시킨다.
전체 부하 전류가 증가하면 패시브 구성요소의 크기도 함께 증가한다. 부하가 20A를 초과하는 경우 단상용 외부 FET와 인덕터는 부피가 크고 효율이 떨어질 수 있으며 다상 방식 작동은 각 위상의 전류를 감소시켜 패시브 구성요소에 대한 최적의 크기를 보장한다.
솔루션 예시: 낮은 복잡도 시스템
MAX20004, MAX20006, MAX20008은 소형 동기식 벅 컨버터로 하이측, 로우측 MOSFET이 통합되어 있다. 이 제품은 입력 전압 범위가 3.5~36V이며 최대 전류 8A를 공급함과 동시에 무부하에서 정동작 전류가 25μA에 불과하다. 3.5mm x 3.75mm 소형 패키지로 기판에서 차지하는 공간이 작고 필요한 구성품의 수가 매우 적다.
EMI는 자동차 업계 고객들이 가장 우려하는 사항이다. 강제 PWM 모드를 사용하면 주파수 변동을 없애고 EMI를 최소화하는데 도움을 준다. 공장에서 설정된 확산 스펙트럼도 이용 가능해 추가적인 EMI 저감이 가능하다. [그림 11]은 전자파 방사에 대한 제한 규정을 충족하는 디바이스를 보여준다.
[그림 11] FPWM 및 확산 스펙트럼을 통한 낮은 수준의 전자파 방사
[그림 12]는 다른 디바이스와 비교해 MAX20006 벅 컨버터의 효율적 이점을 보여준다. Low-RDS(ON)가 통합된 MOSFET 트랜지스터, 본드 와이어가 없는 FCQFN 패키지는 높은 부하 전류에서 탁월한 효율을 보장한다.
[그림 12] 벅 컨버터 효율 비교
솔루션 예시: 중간 복잡도 시스템
MAX20098는 정동작 전류가 3.5μA인 2.2MHz 동기식 스텝다운 컨트롤러 IC다. 3.5~42V의 입력 전압 범위에서 작동하며 99%의 듀티 사이클로 구동함으로써 드롭아웃 상태에서 작동이 가능하다. 이 제품은 전력 요구사항이 중간에서 높은 수준이고 전류가 최대 20A인 애플리케이션용으로 설계됐다. 클럭 주파수는 최고 효율을 위해 220KHz까지 낮출 수 있다.
솔루션 예시: 높은 복잡도 시스템
2.2MHz의 단일 출력 2상 인터리브 또는 이중 출력 단상 동기식 스텝다운 컨트롤러다. 이 디바이스는 3.5~42V 입력 전압에서 작동하며 99%의 듀티 사이클로 구동함으로써 드롭아웃 상태에서도 기능을 수행할 수 있다. MAX20034는 전력 요구사항이 높고 전류가 최대 40A인 애플리케이션용으로 설계됐다.
모든 예시용 디바이스는 차량용 배터리에 전력 조절장치가 연결돼 있어야 한다. 이 디바이스는 자동차 콜드 크랭크 또는 엔진 스톱 스타트 상태와 같은 과도 상태에서 원활하게 작동될 수 있도록 입력 전압 범위가 넓은 것이 특징이다.
결론
내연기관 차량은 납축전 배터리를 통해 여러 전자적 부하에 전원을 공급한다. 이런 부하는 시스템 복잡도에 따라 몇 암페어에서 수십 암페어에 이르는 전류를 요구한다.
이 글에서는 자동차용 ECU 전력 관리 시스템을 여러 복잡도별로 살펴봤다. 복잡도가 낮은 경우 모노리식 프론트 엔드 벅 컨버터가 효율과 PCB 크기를 고려할 때 최적의 솔루션이다. 복잡도가 중간인 경우 PWM 컨트롤러를 외부 MOSFET과 함께 사용하는 것이 최적의 접근 방식이다. 전력 수준이 높은 경우 2상 인터리브 방식이 효율과 크기 면에서 최상의 결과를 제공한다.
글 - 친탄 파리크(Chintan Parikh)/ 맥심인터그레이티드 자동차 전원관리 솔루션 사업부 총괄
- 조지 첸(George Chen)/ 맥심인터그레이티드 자동차 전원관리 솔루션 사업부 매니저
- 나자레노 노제티(Nazzareno Rossetti)/ 맥심인터그레이티드 아날로그 및 전원관리 전문가
내연기관(ICE) 차량은 납축전(lead-acid) 배터리를 통해 전자 부하에 전원을 공급하며([그림 1]) 배터리 자체 전력과 섬세한 전자제품을 연결하는 과정에는 콜드 크랭크, 출발, 정지 등 여러 과도 조건을 지원할 프론트 엔드 레귤레이터가 필요하다. 프론트 엔드 레귤레이터는 각 전자 부하에 필요한 레일을 제공하기 위해 상향 또는 하향할 수 있는 균일한 중간 전압을 공급해야 한다.
이번 글에는 ECU 복잡도에 따라 각 ECU에 필요한 전력 관리 요건을 검토하고 최적의 프론트 엔드 레귤레이터 솔루션 선택 방법을 설명한다.
[그림 1] 내연기관 차량 전자장치에 전력을 공급하는 납축전 배터리
일반적 ECU 시스템
[그림2]는 일반적인 ECU 자동차 전력관리 환경이다. 프론트 엔드 벅 컨버터는 배터리와 ECU 사이에 연결되어 배터리 전압 가변성과 전압 과도(로드 덤프)를 처리하며 최적의 상태로 제어된 3.3V 전압을 공급한다. 이 레일을 통해 자동차 전자장치의 주요 구성요소로 전원이 공급된다. 프론트 엔드 벅의 전체 전류 부하는 시스템 복잡도에 따라 몇 암페어에서 수십 암페어까지 변한다.
[그림 2] ECU 전력관리 시스템
벅 컨버터는 완전 충전될 경우 14.7V까지 상승할 수 있는 배터리 전압을 견뎌야 한다. 스타트/스톱 기술이 탑재된 차량은 엔진이 구동될 때 상당한 전압 강하가 발생하기 때문에 전원의 하한 값이 일반적으로 12V보다 훨씬 낮고, 4V 이하인 경우도 있다. 무선 주파수 간섭을 줄이기 위해 잘 통제된 높은 PWM 스위칭 주파수(500kHz에서 1.7MHz의 AM 대역 범위 이상)가 필요하며, 무선 주파수 간섭(EMI) 표준을 준수하기 위한 확산 스펙트럼도 요구된다. ECU에서 처리 가능한 정동작 전류는 100μA에 불과해 온보드 벅 컨버터에서 남게 되는 모든 마이크로 암페어 전류는 이 모듈의 마이크로컨트롤러, 메모리 또는 CAN(계측제어기 통신망)에 사용할 수 있다. 고효율 벅 컨버터는 전체 열 발생량을 낮춰 시스템 신뢰성을 향상시킨다.
낮은 복잡도
ECU의 복잡도가 낮으면 간단한 완전 모노리식(monolithic) IC로 [그림 3]과 같이 프론트 엔드 벅 컨버터를 구성하기에 충분하다. 전류 수준이 8A 미만일 경우 모노리식 컨버터는 최소 PBC 면적에서 최고 효율을 구현한다. 모노리식 컨버터는 MOSFET을 통합함으로써 하이측 MOSFET RDS(ON)에 대한 인덕터 전류를 정확하고 효율적으로 감지하도록 한다. 따라서 높은 비용과 에너지 소모가 큰 감지 저항기가 필요 없게 된다. MOSFET이 통합돼 솔루션의 전체적 크기와 비용이 줄고, PCB 레이아웃에 의한 기생 캐패시터와 인덕턴스를 최소화한다. 최적의 레이아웃을 구성하면 EMI 성능과 효율도 향상된다.
[그림 3] 모노리식 프론트 엔드 벅 컨버터
이 같은 구현 방식에서는 3.3V, 6A 솔루션 전체 PCB 면적은 [그림4]와 같이 300mm2이다.
[그림 4] 모노리식 프론트 엔드 벅 컨버터의 PCB 면적(300mm2)
중간 복잡도
전체 전류 8~20A를 요구하는 중간 및 높은 복잡도의 시스템의 경우 프론트 엔드 컨버터 구현에 가장 편리한 솔루션은 컨트롤러 IC와 low-RDS(ON) MOSFET이다[그림 5]. 이 시스템에서는 적절한 MOSFET을 선택하고 PBC 레이아웃을 최적화해 높은 효율을 얻을 수 있다. 직류 저항(DCR) 전류 감지로 감지 저항기와 관련해 발생하는 손실을 방지함으로써 손실을 줄일 수 있다. 이 경우 인덕터 전류는 캐패시터에서 감지하며, 인덕터 시간 상수( )가 외부 네트워크의 시간 상수(RS x CS)와 일치하면 캐패시터의 전압은 인덕터 기생 저항 RL(저항값)의 전압과 동일하다는 것을 원리로 인덕터 전류를 도출할 수 있다.
[그림 5] MOSFET가 외부에 연결된 프론트 엔드 벅 컨트롤러
이 설계 방식에서는 3.3V, 7A 솔루션의 PCB 면적은 [그림 6]과 같이 500mm2이다. 이 두 경우를 비교하면 전체 전류 수위가 8A 미만인 시스템에 모노리식 솔루션을 사용하는 이점을 알 수 있다. 이에 반해 전류가 더 높을 경우 컨트롤러 기반 솔루션이 필수적이다.
[그림 6] 컨트롤러 기반 프론트 엔드 벅 PCB 면적 (500mm2)
전체 전류 수준 20A 이상을 요구하는 시스템의 경우 [그림 7]과 같이 2상 인터리브(two-phase interleaved) 컨트롤러가 프론트 엔드 벅 컨버터에 최상의 솔루션이 된다.
[그림 7] 2상 인터리브 프론트 엔드 벅 컨버터
2상 인터리브를 사용하면 리플 전류가 확실히 감소하며, 위상당 주파수가 비교적 낮은 조건에서 전체 리플 전류는 낮게 유지된다. 그 예로 [그림 8]은 180도 역 이상, 33% 듀티 사이클의 리플 전류 2개가 2배 주파수에서 진폭이 단상의 절반인 전체 리플 전류를 생성하는 것을 보여준다. 주파수가 높은 상태에서 리플 전류가 감소한 것은 출력에 필요한 캐패시터가 줄어들어 부품(BOM) 비용이 절감됨을 의미한다.
[그림 8] 2상 리플 전류 감소 vs. 시간
2상 아키텍처에서는 필요한 입력 캐패시터의 개수도 적다. 전체 입력 전류는 2개 역위상 전류(그림 9의 IIN1 및 IIN2)의 합이다. 전체 입력 전류를 시간에 걸쳐 분산하면 입력 전류 리플 필터의 크기를 줄일 수 있는 단상 방식에 비해 입력 전류의 전체 실효값이 감소한다.
[그림 9] 2상 출력 리플 전류 및 입력 전류 Vs. 시간
또한 [그림 10]에 나타난 것처럼 단상과 2상 전류가 동일한 출력 리플 주파수로 작동하는 경우 2상(2Φ, 적색으로 표시)이 단상(1Φ, 청색으로 표시)에 비해 효율적이다. 단상은 클럭 2상의 클럭 주파수(fCK) 대비 2배의 주파수에서 작동함으로써 높은 주파수와 낮은 전류 리플을 구현할 수 있는 반면 스위칭 손실이 높다. 2가지 방식은 한 주기 당 같은 수의 상변이가 일어나지만 2상 컨버터는 단상 컨버터에 비해 소비 전류가 절반(2배의 시간 동안)으로 스위칭 손실이 감소한다.
[그림 10] 2상 Vs. 단상 전류 vs. 시간
2상 컨버터가 제공하는 또 다른 큰 혜택은 빠른 속도의 과도 응답과 부하 단계에서 전압 오버슈트/언더슈트 감소를 들 수 있다. 위상 당 전류는 절반, 전류 리플 진폭은 감소하고 리플 주파수가 2배가 되기 때문에 위상 전환 주파수가 높아진다. 따라서 구성품의 크기가 더욱 축소되며 온도 한계치에 도달하지 않고 컨버터의 폐루프 대역폭을 증가시킨다.
전체 부하 전류가 증가하면 패시브 구성요소의 크기도 함께 증가한다. 부하가 20A를 초과하는 경우 단상용 외부 FET와 인덕터는 부피가 크고 효율이 떨어질 수 있으며 다상 방식 작동은 각 위상의 전류를 감소시켜 패시브 구성요소에 대한 최적의 크기를 보장한다.
솔루션 예시: 낮은 복잡도 시스템
MAX20004, MAX20006, MAX20008은 소형 동기식 벅 컨버터로 하이측, 로우측 MOSFET이 통합되어 있다. 이 제품은 입력 전압 범위가 3.5~36V이며 최대 전류 8A를 공급함과 동시에 무부하에서 정동작 전류가 25μA에 불과하다. 3.5mm x 3.75mm 소형 패키지로 기판에서 차지하는 공간이 작고 필요한 구성품의 수가 매우 적다.
EMI는 자동차 업계 고객들이 가장 우려하는 사항이다. 강제 PWM 모드를 사용하면 주파수 변동을 없애고 EMI를 최소화하는데 도움을 준다. 공장에서 설정된 확산 스펙트럼도 이용 가능해 추가적인 EMI 저감이 가능하다. [그림 11]은 전자파 방사에 대한 제한 규정을 충족하는 디바이스를 보여준다.
[그림 11] FPWM 및 확산 스펙트럼을 통한 낮은 수준의 전자파 방사
[그림 12]는 다른 디바이스와 비교해 MAX20006 벅 컨버터의 효율적 이점을 보여준다. Low-RDS(ON)가 통합된 MOSFET 트랜지스터, 본드 와이어가 없는 FCQFN 패키지는 높은 부하 전류에서 탁월한 효율을 보장한다.
[그림 12] 벅 컨버터 효율 비교
솔루션 예시: 중간 복잡도 시스템
MAX20098는 정동작 전류가 3.5μA인 2.2MHz 동기식 스텝다운 컨트롤러 IC다. 3.5~42V의 입력 전압 범위에서 작동하며 99%의 듀티 사이클로 구동함으로써 드롭아웃 상태에서 작동이 가능하다. 이 제품은 전력 요구사항이 중간에서 높은 수준이고 전류가 최대 20A인 애플리케이션용으로 설계됐다. 클럭 주파수는 최고 효율을 위해 220KHz까지 낮출 수 있다.
솔루션 예시: 높은 복잡도 시스템
2.2MHz의 단일 출력 2상 인터리브 또는 이중 출력 단상 동기식 스텝다운 컨트롤러다. 이 디바이스는 3.5~42V 입력 전압에서 작동하며 99%의 듀티 사이클로 구동함으로써 드롭아웃 상태에서도 기능을 수행할 수 있다. MAX20034는 전력 요구사항이 높고 전류가 최대 40A인 애플리케이션용으로 설계됐다.
모든 예시용 디바이스는 차량용 배터리에 전력 조절장치가 연결돼 있어야 한다. 이 디바이스는 자동차 콜드 크랭크 또는 엔진 스톱 스타트 상태와 같은 과도 상태에서 원활하게 작동될 수 있도록 입력 전압 범위가 넓은 것이 특징이다.
결론
내연기관 차량은 납축전 배터리를 통해 여러 전자적 부하에 전원을 공급한다. 이런 부하는 시스템 복잡도에 따라 몇 암페어에서 수십 암페어에 이르는 전류를 요구한다.
이 글에서는 자동차용 ECU 전력 관리 시스템을 여러 복잡도별로 살펴봤다. 복잡도가 낮은 경우 모노리식 프론트 엔드 벅 컨버터가 효율과 PCB 크기를 고려할 때 최적의 솔루션이다. 복잡도가 중간인 경우 PWM 컨트롤러를 외부 MOSFET과 함께 사용하는 것이 최적의 접근 방식이다. 전력 수준이 높은 경우 2상 인터리브 방식이 효율과 크기 면에서 최상의 결과를 제공한다.
제품스펙
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