기술기고문
고정밀 계측 증폭기를 사용한 원격 센싱
고정밀 계측 증폭기를 사용한 원격 센싱
계측 증폭기(instrumentation amplifier, IA)는 다양한 센싱 애플리케이션에서 핵심 역할을 한다. 이 글에서는 센서가 증폭기로부터 물리적으로 떨어져 있는 경우에 저항식 트랜스듀서(스트레인 게이지)로 계측 증폭기의 평형성과 뛰어난 DC/저주파 공통모드 제거비(CMR)를 활용하는 방법을 설명한다. 또한, 이러한 이득 스테이지의 잡음 내성을 높이고, 아울러 전원 변동성과 소자 드리프트에 덜 민감하게 하는 방안에 대해 알아본다. 끝으로, 최종 사용자 애플리케이션을 신속하게 평가하는 데 도움이 되는 정확도 범위를 보여주기 위해, 측정한 성능 값과 결과 값을 소개한다.
그림 1: 휘트스톤 브리지 회로
물리적 측정을 위한 장치들은 측정하고자 하는 대상과 물리적으로 떨어져 있는 경우가 많다. 예컨대 트럭 계근소의 표면 아래에 매립되거나 교량 구조물에 사용되는 것과 같은 스트레인 게이지는 측정 장비 가까이 붙어 있는 경우가 드물다. 그런데 예를 들어서 오메가 코퍼레이션(Omega Corporation)의 SGT-1/350-TY43 같은 2와이어 쿼터 브리지 스트레인 게이지를 사용할 때 그림 2에서와 같이 센서가 센싱 증폭기로부터 멀리 떨어져 있으면 차폐 연선(shielded twisted pair, STP) 센서 리드를 사용한다고 하더라도 만족스러운 결과를 얻기가 어렵다.
그림 2: 센서가 멀리 떨어져 있으면 주변 환경으로부터 잡음이 유입될 수 있다.
케이블이 길어지면 아무리 차폐 연선이라 하더라도 모든 간섭을 막아낼 수는 없기 때문이다. 이러한 경우에는 CM 픽업을 제거하기 위해서 계측 증폭기의 균형이 잘 잡힌 입력들을 활용하기가 어렵다. 긴 케이블 길이 때문에, 양(+)과 음(-)의 증폭기 입력이 외부 간섭에 의해 받게 되는 영향이 차이가 나게 되고, 그러면 해당 입력에는 CMR로 제거할 수 없는 비상관적인 신호들이 끼어들게 된다. 따라서 CM 잡음에 대한 이러한 불균형한 응답 때문에 그림 3에서 보는 것과 같이 출력에 상당한 잡음이 나타날 수밖에 없다.
그림 3: 증폭기 출력에서 원치 않는 120Hz 픽업 발생(0.1V/div, 2ms/div)
CM으로부터 작은 브리지 차동 전압(DC와 간섭)을 성공적으로 추출하기 위한 한 가지 해결책은 2개의 차폐 또는 비차폐 연선(unshielded twisted pair, UTP)을 사용하는 것이다. 이렇게 하면 계측 증폭기의 양쪽 입력이 평형을 이루고 동일한 CM 잡음 픽업이 일어나도록 할 수 있다. 그림 4는 이것을 보여준다. LT6370은 저주파 CMR이 우수하므로(120dB) 계측 증폭기의 양쪽 입력에서 간섭들을 신뢰성 있게 제거한다. 그럼으로써 잡음이 심한 환경에서도 긴 거리에 걸쳐 깨끗한 출력 파형을 얻을 수 있게 해준다.
그림 4: 2개 비차폐 연선을 사용한 원격 센싱
뿐만 아니라 LT6370의 우수한 CMR 특성을 활용하면, 연선 하나를 제거해서 하나의 UTP만 남아있도록 구성을 간소화할 수 있다. 그림 5는 이것을 보여주는데, U2의 입력들이 평형을 이루도록 함으로써 우수한 CMR을 달성할 수 있다. UTP 리드가 U2까지 대칭적으로 이어지고 접지로의 임피던스가 동일하다는 것을 알 수 있다(R2, R4).
그림 5: 단일 UTP를 사용한 원격 센싱
그림 5에서 소자 값들을 살펴보자. 센서 저항 RSENSOR를 통해 약 1mA(5V / (2.37KΩ[R2] + 350Ω[Rsensor] + 2.37KΩ[R4]) ≈ 1mA)가 흐른다. U1의 RG1 값이면 이 스테이지가 G = 10V/V로 실행되고 출력 전압이 RSENSOR 상의 전압의 10x가 되므로 약 3.5V이다. U1의 주된 임무는 긴 길이의 UTP 와이어에 존재하는 간섭을 제거하고, 센서 전압(센서 저항 x 저항에 흐르는 전류(약 1mA 미만))에만 응답하도록 하는 것이다. LT6370은 오프셋 전압과 드리프트가 극히 낮고 CMR이 우수하므로 이러한 솔루션에 사용하기에 적합하다.
이 휘트스톤 브리지의 다른 반쪽은 R5, R6, VR1로 이루어지며 이 브리지의 센서 쪽과 거의 똑 같은 전류가 흐른다. U1 출력에서의 센서 전압과 VR1 와이퍼에서의 레퍼런스 전압 둘 다, 원치 않는 잡음을 제거하기 위해서 저역통과 필터링(low-pass filter)을 거친 후에 U2의 차동 입력에 도달한다. U2는 음의 입력에서 LT6657-5 전압 레퍼런스로부터 추출한 고정된 저잡음 레퍼런스 전압과 달리, 양의 입력에서 아주 작은 센서 전압을 증폭하기 위해서 높은 이득(G = 1 + 24.2kW/RG2 = 100V/V)으로 설정된다. U1의 출력은 관심 있는 소자나 재료에 부착한 센서에 인가된 스트레인 값을 정확히 반영하여, ADC나 여타 유사한 신호 처리를 수행한다.
옵션 기능의 DAC와 OPA(U4, U5)를 U2의 REF 핀에 연결하면(만약 아무런 오프셋 조정도 필요 없다면 이 핀을 접지로 활용 가능) 출력 오프셋 조정과 제로잉(zeroing)을 할 수 있다. DAC를 사용할 경우, U2의 출력 전압을 원하는 페데스탈이나 선택한 ADC에 적합한 CM 레벨로 전환할 수 있다. 예컨대 U2 REF 입력을 구동하는 DAC를 사용해 제로 출력을 2.5V로 설정하면 레퍼런스 전압이 5V인 ADC를 U2로부터 직접 구동할 수 있다. 이런 방식으로 0 ~ 2.5V ADC 아날로그 입력은 압축 스트레인을 나타내고, 2.5 ~ 5V 신호는 인장 스트레인을 나타낸다. 또 한 가지 유의할 점은, 혹시 있을 수 있는 이득 오차를 제거하기 위해서 U2 REF 핀을 구동하는 디바이스(이 경우 AD820)로 낮은 임피던스를 유지해야 한다는 것이다.
다음은 센서 저항의 함수로서, 출력 전압을 나타내는 공식과 출력 전압 및 측정하고자 하는 스트레인(ε)의 관계를 보여준다.
이 공식에서, ΔRSENSOR는 스트레인으로 인한 센서 저항의 변화이다.
여기서,
L: 센서 길이
ε: 측정되는 스트레인의 양
선택된 센서의 경우,
Rsensor = 350Ω
GF= 2
스트레인(ε)은 다음과 같다:
LT6370은 이득 오차가 지극히 낮고(G = 10V/V일 때 0.084% 미만) 입력 오프셋 전압이 낮기 때문에(전체 동작 온도 범위에서 최대 50mV), UTP로 인해서 유입된 간섭을 제거하고 U2의 반전 입력에서 구축된 레퍼런스 전압과 비교해서 U2로 센서 전압이 정확히 반영되도록 보장한다. LT6657-5는 안정적이고 잡음과 드리프트가 낮은 전압 레퍼런스를 생성하므로, 전체 회로가 전원 전압 변동에 내성을 갖게 한다. 특히 중요한 것이 LT6657-5의 낮은 1/f 잡음이다. 이 회로의 커다란 이득으로 인해 상당한 영향이 있을 수 있기 때문이다.
간단한 RC 저역통과 필터(R9, C2, R10, C3)를 U2의 양쪽 입력에서 대략 10Hz에서 롤오프 하도록 설정하면 대역폭을 제한해서 출력 잡음을 낮출 수 있다. 그림 6에서 보이는 것처럼, LT6370의 낮은 1/f 잡음 코너 주파수(10Hz 미만)는 1/f 잡음으로 인한 영향을 줄이는 이점을 제공한다. 또한 전류 잡음 밀도 플롯을 보면, 전류 잡음 영향을 최소화하려면 입력들에서 상관적인 잡음 성분들을 사용해 양쪽 입력 임피던스의 평형을 유지하는 것이 훨씬 좋다는 것을 알 수 있다. 그로 인해, VR1 와이퍼로의 등가 임피던스 때문에 R9의 4.75kW 임피던스와 매칭시키기 위해서 R10 값을 3.74kW으로 낮추었다.
그림 6: LT6370의 입력 레퍼런스 전류/전압 잡음 밀도
글: 후만 하세미(Hooman Hashemi) / 아나로그디바이스(Analog Devices, Inc.)
계측 증폭기(instrumentation amplifier, IA)는 다양한 센싱 애플리케이션에서 핵심 역할을 한다. 이 글에서는 센서가 증폭기로부터 물리적으로 떨어져 있는 경우에 저항식 트랜스듀서(스트레인 게이지)로 계측 증폭기의 평형성과 뛰어난 DC/저주파 공통모드 제거비(CMR)를 활용하는 방법을 설명한다. 또한, 이러한 이득 스테이지의 잡음 내성을 높이고, 아울러 전원 변동성과 소자 드리프트에 덜 민감하게 하는 방안에 대해 알아본다. 끝으로, 최종 사용자 애플리케이션을 신속하게 평가하는 데 도움이 되는 정확도 범위를 보여주기 위해, 측정한 성능 값과 결과 값을 소개한다.
회로 설명
센서에 관한 한 휘트스톤 브리지(Wheatstone bridge, 그림 1)에 대적할 만한 것은 없을 것이다. 이 브리지 회로는 물리적 파라미터의 변화에 상응하여 달라지는 차동 전압을 생성하며, 이에 따른 부수적인 효과로서 온도 및 시간에 대한 드리프트 내성도 제공한다. 이 차동 전압은 큰 공통모드(CM) 전압 위에 얹어진다. 브리지 회로로부터 생성되는 작은 신호를 증폭하기 위해서 계측 증폭기가 사용된다. 계측 증폭기의 장점은, 브리지 소자들에 부담을 거의 지우지 않으면서 차동 전압을 검출할 수 있고, 전통적인 연산 증폭기로는 달성할 수 없는 정도로 CM을 제거할 수 있다는 것이다. 전통적인 연산 증폭기는 높은 수준의 외부 저항 매칭을 필요로 하기 때문에 이 같은 CM 제거가 불가능하다.그림 1: 휘트스톤 브리지 회로
물리적 측정을 위한 장치들은 측정하고자 하는 대상과 물리적으로 떨어져 있는 경우가 많다. 예컨대 트럭 계근소의 표면 아래에 매립되거나 교량 구조물에 사용되는 것과 같은 스트레인 게이지는 측정 장비 가까이 붙어 있는 경우가 드물다. 그런데 예를 들어서 오메가 코퍼레이션(Omega Corporation)의 SGT-1/350-TY43 같은 2와이어 쿼터 브리지 스트레인 게이지를 사용할 때 그림 2에서와 같이 센서가 센싱 증폭기로부터 멀리 떨어져 있으면 차폐 연선(shielded twisted pair, STP) 센서 리드를 사용한다고 하더라도 만족스러운 결과를 얻기가 어렵다.
그림 2: 센서가 멀리 떨어져 있으면 주변 환경으로부터 잡음이 유입될 수 있다.
케이블이 길어지면 아무리 차폐 연선이라 하더라도 모든 간섭을 막아낼 수는 없기 때문이다. 이러한 경우에는 CM 픽업을 제거하기 위해서 계측 증폭기의 균형이 잘 잡힌 입력들을 활용하기가 어렵다. 긴 케이블 길이 때문에, 양(+)과 음(-)의 증폭기 입력이 외부 간섭에 의해 받게 되는 영향이 차이가 나게 되고, 그러면 해당 입력에는 CMR로 제거할 수 없는 비상관적인 신호들이 끼어들게 된다. 따라서 CM 잡음에 대한 이러한 불균형한 응답 때문에 그림 3에서 보는 것과 같이 출력에 상당한 잡음이 나타날 수밖에 없다.
그림 3: 증폭기 출력에서 원치 않는 120Hz 픽업 발생(0.1V/div, 2ms/div)
CM으로부터 작은 브리지 차동 전압(DC와 간섭)을 성공적으로 추출하기 위한 한 가지 해결책은 2개의 차폐 또는 비차폐 연선(unshielded twisted pair, UTP)을 사용하는 것이다. 이렇게 하면 계측 증폭기의 양쪽 입력이 평형을 이루고 동일한 CM 잡음 픽업이 일어나도록 할 수 있다. 그림 4는 이것을 보여준다. LT6370은 저주파 CMR이 우수하므로(120dB) 계측 증폭기의 양쪽 입력에서 간섭들을 신뢰성 있게 제거한다. 그럼으로써 잡음이 심한 환경에서도 긴 거리에 걸쳐 깨끗한 출력 파형을 얻을 수 있게 해준다.
그림 4: 2개 비차폐 연선을 사용한 원격 센싱
뿐만 아니라 LT6370의 우수한 CMR 특성을 활용하면, 연선 하나를 제거해서 하나의 UTP만 남아있도록 구성을 간소화할 수 있다. 그림 5는 이것을 보여주는데, U2의 입력들이 평형을 이루도록 함으로써 우수한 CMR을 달성할 수 있다. UTP 리드가 U2까지 대칭적으로 이어지고 접지로의 임피던스가 동일하다는 것을 알 수 있다(R2, R4).
그림 5: 단일 UTP를 사용한 원격 센싱
그림 5에서 소자 값들을 살펴보자. 센서 저항 RSENSOR를 통해 약 1mA(5V / (2.37KΩ[R2] + 350Ω[Rsensor] + 2.37KΩ[R4]) ≈ 1mA)가 흐른다. U1의 RG1 값이면 이 스테이지가 G = 10V/V로 실행되고 출력 전압이 RSENSOR 상의 전압의 10x가 되므로 약 3.5V이다. U1의 주된 임무는 긴 길이의 UTP 와이어에 존재하는 간섭을 제거하고, 센서 전압(센서 저항 x 저항에 흐르는 전류(약 1mA 미만))에만 응답하도록 하는 것이다. LT6370은 오프셋 전압과 드리프트가 극히 낮고 CMR이 우수하므로 이러한 솔루션에 사용하기에 적합하다.
이 휘트스톤 브리지의 다른 반쪽은 R5, R6, VR1로 이루어지며 이 브리지의 센서 쪽과 거의 똑 같은 전류가 흐른다. U1 출력에서의 센서 전압과 VR1 와이퍼에서의 레퍼런스 전압 둘 다, 원치 않는 잡음을 제거하기 위해서 저역통과 필터링(low-pass filter)을 거친 후에 U2의 차동 입력에 도달한다. U2는 음의 입력에서 LT6657-5 전압 레퍼런스로부터 추출한 고정된 저잡음 레퍼런스 전압과 달리, 양의 입력에서 아주 작은 센서 전압을 증폭하기 위해서 높은 이득(G = 1 + 24.2kW/RG2 = 100V/V)으로 설정된다. U1의 출력은 관심 있는 소자나 재료에 부착한 센서에 인가된 스트레인 값을 정확히 반영하여, ADC나 여타 유사한 신호 처리를 수행한다.
옵션 기능의 DAC와 OPA(U4, U5)를 U2의 REF 핀에 연결하면(만약 아무런 오프셋 조정도 필요 없다면 이 핀을 접지로 활용 가능) 출력 오프셋 조정과 제로잉(zeroing)을 할 수 있다. DAC를 사용할 경우, U2의 출력 전압을 원하는 페데스탈이나 선택한 ADC에 적합한 CM 레벨로 전환할 수 있다. 예컨대 U2 REF 입력을 구동하는 DAC를 사용해 제로 출력을 2.5V로 설정하면 레퍼런스 전압이 5V인 ADC를 U2로부터 직접 구동할 수 있다. 이런 방식으로 0 ~ 2.5V ADC 아날로그 입력은 압축 스트레인을 나타내고, 2.5 ~ 5V 신호는 인장 스트레인을 나타낸다. 또 한 가지 유의할 점은, 혹시 있을 수 있는 이득 오차를 제거하기 위해서 U2 REF 핀을 구동하는 디바이스(이 경우 AD820)로 낮은 임피던스를 유지해야 한다는 것이다.
다음은 센서 저항의 함수로서, 출력 전압을 나타내는 공식과 출력 전압 및 측정하고자 하는 스트레인(ε)의 관계를 보여준다.
이 공식에서, ΔRSENSOR는 스트레인으로 인한 센서 저항의 변화이다.
여기서,
L: 센서 길이
ε: 측정되는 스트레인의 양
선택된 센서의 경우,
Rsensor = 350Ω
GF= 2
스트레인(ε)은 다음과 같다:
LT6370은 이득 오차가 지극히 낮고(G = 10V/V일 때 0.084% 미만) 입력 오프셋 전압이 낮기 때문에(전체 동작 온도 범위에서 최대 50mV), UTP로 인해서 유입된 간섭을 제거하고 U2의 반전 입력에서 구축된 레퍼런스 전압과 비교해서 U2로 센서 전압이 정확히 반영되도록 보장한다. LT6657-5는 안정적이고 잡음과 드리프트가 낮은 전압 레퍼런스를 생성하므로, 전체 회로가 전원 전압 변동에 내성을 갖게 한다. 특히 중요한 것이 LT6657-5의 낮은 1/f 잡음이다. 이 회로의 커다란 이득으로 인해 상당한 영향이 있을 수 있기 때문이다.
간단한 RC 저역통과 필터(R9, C2, R10, C3)를 U2의 양쪽 입력에서 대략 10Hz에서 롤오프 하도록 설정하면 대역폭을 제한해서 출력 잡음을 낮출 수 있다. 그림 6에서 보이는 것처럼, LT6370의 낮은 1/f 잡음 코너 주파수(10Hz 미만)는 1/f 잡음으로 인한 영향을 줄이는 이점을 제공한다. 또한 전류 잡음 밀도 플롯을 보면, 전류 잡음 영향을 최소화하려면 입력들에서 상관적인 잡음 성분들을 사용해 양쪽 입력 임피던스의 평형을 유지하는 것이 훨씬 좋다는 것을 알 수 있다. 그로 인해, VR1 와이퍼로의 등가 임피던스 때문에 R9의 4.75kW 임피던스와 매칭시키기 위해서 R10 값을 3.74kW으로 낮추었다.
그림 6: LT6370의 입력 레퍼런스 전류/전압 잡음 밀도
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