그림 1: Low IF 디지털 수신기에 사용된 이중 믹서 주파수 변환
 
그림 2는 그림 1의 Low IF 방식을 사용할 때 주파수 플랜을 보여준다. 신호 모호성, 스퓨리어스, 잡음을 제거하기 위해서 디지털 데이터 컨버터와 마찬가지로 RF 튜너에 높은 수준의 RF 이미지 제거가 필요하다. 단일 RF 믹서 튜너 기법(빨간색 x)은 IF 주파수가 너무 낮기 때문에 희망 대역(녹색)과 이미지 대역(빨간색) 사이에 충분한 간격을 둘 수 없다는 점에서 이미지 제거 요구 사항을 충족하지 못한다. 이 간격이 불충분하면 필요한 RF 입력 필터를 구현하기가 불가능하다(혹, 가능하더라도 크기나 비용을 심하게 증가시킬 수 있다). 그래서 이중 믹서 2스테이지 주파수 변환 방식을 사용하는데, 이를 ‘수퍼헤테로다인 수신기’라고 부른다. 입력 RF를 최종적인 직접 샘플링 IF보다 수 GHz 더 높은 중간 High IF로 변환한다. 이 High IF를 RF 필터링을 거치고, 다시 최종적인 IF로 변환하고 직접 샘플링을 한다. 이 기법은 현실적으로 타당한 고성능 RF 필터를 사용해서 이미지 제거 요구 사항을 충족할 수 있다. 이러한 RF 필터들은 시스템 SWaP-C 파레토(Pareto) 분석에 있어서 큰 비중을 차지한다.
 
IMD2 스퍼(다시 말해 F2 – F1과 F2 + F1)로 인해 발생하는 멀티블로커를 완화하기 위해 RF 전치선택 필터링(그림 2에서 노란색 부분)이 필요하다. IMD2를 완화하는 것은 이미지 문제와는 별개인데, 통상적으로 프런트 엔드 필터링을 통해서 두 문제를 모두 해결할 수 있다.
 

그림 2: 협대역 수퍼헤테로다인 튜닝을 활용하는 예전의 스펙트럼 스캐닝 방식

 

최신 스펙트럼 센싱 기법(MxFE)

오늘날 광대역 스펙트럼 센싱은 예전보다 크게 진보했다. 아나로그디바이스(Analog Devices)의 혼성신호 프런트 엔드(MxFE^®)는 ADC 샘플 레이트가 충분히 높아서 앞서 언급한 일차 믹서 다음에 중간 High IF를 직접 샘플링할 수 있다. 그러므로 MxFE를 채택한 오늘날의 광대역 수신기는 RF 튜너에 이중 믹서 스테이지가 불필요하다. 이차 나이퀴스트 IF 직접 샘플링이 주파수가 충분히 높아서 희망하는 입력 RF 대역과 이미지 대역 사이에 충분한 간격이 가능하므로 쉽게 구할 수 있는 RF 필터 제품을 사용할 수 있다. 그림 3은 오늘날의 단일 믹서 접근법을 보여주는 것이고, 그림 4는 주파수 플랜이다.
 

그림 3: High IF 디지털 수신기에서 단일 믹서 주파수 변환
 

그림 4: 오늘날의 스펙트럼 스캐닝 접근법. 광대역 단일 믹서로 6GSPS ADC의 MxFE 샘플링을 튜닝한다. 믹서 하측 측대역이 직접 샘플링 대역에 들어오고, LO를 사용해서 스위프한다.
 
최신 접근법은 믹서, RF 증폭기, 필터, 그 밖에 다른 부품들로 이루어지는 하나의 전체 주파수 변환 스테이지를 제거함으로써 SWaP-C를 크게 줄여준다. 뿐만 아니라 오늘날에는 보다 높은 High IF가 가능해짐으로써 직접 샘플링으로 대부분의 LF부터 5.5GHz까지 커버할 수 있다는 점이 SWaP-C를 더욱 줄일 수 있게 해준다. 따라서 RF 튜너가 반드시 2GHz까지 커버하지 않아도 된다. 많은 경우 5GHz ~ 18GHz RF 튜너를 가지고도 별 무리 없이 작업을 처리할 수 있다. 튜너의 하한 한계가 2GHz에서 5.5GHz로 바뀌는 것이 별 것 아닌 것으로 생각될 수도 있으나, 이는 필터링, 주파수 플래닝, 필요로 하는 LO 범위 측면에서 부담을 덜어준다는 점에서 커다란 의미가 있다. 다만 일차와 이차 나이퀴스트 사이의 틈새를 어떻게 커버할지 고려하는 것은 여전히 필요하다. 6GSPS ADC에서 이 틈새는 대략 2.7GHz ~ 3.3GHz까지다. 또 다른 고려사항은 스위치드 또는 튜닝 가능 ADC 안티앨리어싱 RF 필터가 필요하다는 것이다. 이러한 필터를 사용하면 일차와 이차 나이퀴스트 사이에 전환이 가능하다.
 
오늘날의 방식에서도 RF 필터는 다음과 같은 이유들로 인해 시스템 SWaP-C 파레토 상에서 여전히 큰 비중을 차지한다:

• 높은 성능 - 낮은 IL, 평탄한 통과 대역, 가파른 제거 스커트 필요
• 커다란 크기 - 알루미늄처럼 Q값이 높은 세라믹 상에서 분산 평면형 구조 사용
• 여전히 많은 수 필요

 
서브옥타브 RF 전치선택기도 여전히 필요한데, 필요로 하는 요구량을 완화할 수 있으므로 덜 공격적인 필터링을 사용할 수 있다. 이는 직접 신호 체인에 RF 믹서를 사용하지 않음으로써 IP2를 향상시키기 때문이다.
오늘날의 방식을 요약하면, High IF에서 광대역 나이퀴스트 샘플링이 전체 RF 믹서 스테이지를 제거함으로써 SWaP-C와 iBW를 향상시킨다. 그렇기는 하지만 여러 개의 디스크리트 MMIC를 애플리케이션의 필요에 따라서 배열해야 하고, Q값이 높은 다수의 평면형 필터와 구조물을 여전히 필요로 한다. 따라서 비싸고 복잡한 튜너가 여전히 필요하고, 이 점은 SWaP-C를 늘리는 요인이 된다(그림 8). 그러므로 SWaP-C 측면에서 여전히 획기적인 도약이 필요한데, 이것이 점차 현실로 다가오고 있다.
 

미래의 스펙트럼 센싱

미래에는 샘플 레이트가 더더욱 높은 디지털 데이터 컨버터가 등장함에 따라 SWaP-C를 최소화하면서 보다 완벽한 소프트웨어 정의 광대역 무선이 가능해질 것이다. 오늘날 많은 기업들이 이미 수십 GHz에 이르는 고속 데이터 컨버터를 시장에 내놓고 있는데, 구매자들은 멀티블로커 동적 범위에 세심한 주의를 기울일 필요가 있다. 높은 RF 직접 샘플링 데이터 컨버터가 레이더와 EW에 진정한 혁신을 이루기 위해서는 협대역의 뛰어난 동적 범위를 그대로 유지해야 한다. 샘플 레이트와 iBW가 높아짐에 따라 우수한 잡음과 선형성을 유지하기가 어려워졌으며 아키텍처 측면에서 많은 것들을 고려해야 한다. 바로 이 부분이 ADI가 경쟁사들과 차별화를 이루고 있는 지점이다.
 
샘플 레이트가 더더욱 높은 차세대 데이터 컨버터는 앞서 언급한 오늘날의 MxFE 방식보다 아키텍처 차원에서 더 많은 향상이 가능해질 것이다. 이러한 향상으로서 크게 다음과 같은 세 가지를 들 수 있다:
 

• 직접 RF가 더 높은 IF를 샘플링하여, 보다 낮은 Q값의 튜닝 가능 MMIC 필터로도 충분할 정도로 희망 대역과 이미지 대역을 분리한다. 이 MxFE가 이차 나이퀴스트로 직접 샘플링할 수 있는 능력은 대략 6GHz가 최대치다. ADI의 차세대 고속 디지털 데이터 컨버터는 이 커버리지를 훨씬 더 늘릴 것이다³. 이는 다음과 같은 이점을 가져올 것이다.
  • 마침내 높은 Q값의 평면형 세라믹 필터를 제거할 수 있게 된다. 이것은 SWaP-C를 대폭 줄일 수 있게 한다.
  • RF 필터가 고정적(각 활용 사례마다 맞춤화된 필터 세트 필요)이던 것에서 이제 튜닝이 가능해진다. 즉, 단일 광대역 하드웨어 구성을 애플리케이션의 필요에 따라서 소프트웨어로 프로그램할 수 있게 된다.

 

• 나이퀴스트 틈새를 제외하고, 저주파에서부터 밀리미터파(mmW)에 이르기까지 직접 RF 샘플링이 가능해진다. 이 직접 샘플링 영역에 걸쳐서 디지털적으로 튜닝이 가능하며, RF 튜닝 가능 필터를 조절해서 IMD2로 인한 블로커를 제거할 수 있다. 레이더에 통상적으로 사용되는 불연속적 다중대역 시스템에서 RF 믹서를 제거하고 나이퀴스트 영역들 사이의 틈새를 피할 수 있다. 그러면 블록 다이어그램을 그림 5에서 보는 것과 같이 단순화할 수 있으며, 직접 RF 샘플링 레이더와 디지털 빔 형성의 시대가 열릴 것이다. EW 애플리케이션에서는 흔히 그렇듯이 연속적 스펙트럼 커버리지를 필요로 하는 시스템은 일차와 이차 나이퀴스트 영역 사이에 틈새를 메우기 위해 여전히 RF 믹서 스테이지를 필요로 할 것이므로, 블록 다이어그램은 그림 3에 좀더 가까울 것이다. 그렇기는 해도 앞서 설명한 이유들로 SWaP-C를 크게 줄일 수 있을 것이다.

 

• 포괄적인 온칩 프로그래머블 DSP 기능을 사용해서 고속 광대역 데이터 스트림을 처리할 수 있게 될 것이다^4,5. 디지털 컨버터 데이터 페이로드를 처리하기 위한 하위의 FPGA가 시스템 크기, 전력, 비용에 있어서 상당히 큰 비중을 차지한다. 데이터 컨버터 칩 상에 다수의 유연한 DSP를 구현함으로써 전력 효율을 높이고 외부 FPGA 자원에 대한 의존도를 낮출 수 있다. 그러므로 남는 성능으로 더 높은 수준의 알고리즘을 처리하거나, 또는 더 작고 저렴한 FPGA를 사용할 수 있다.

 

그림 5: 직접 RF 샘플링 디지털 수신기
 
주파수 플래닝의 이점을 설명하기 위해, 그림 6과 그림 7은 18GSPS로 클러킹하는 ADC를 사용해서 최대 44GHz까지의 연속 스펙트럼 커버리지를 제공하는 EW 시스템을 보여준다. 일차 나이퀴스트 RF 직접 샘플링은 8GHz까지 주파수를 커버한다. 나이퀴스트 틈새는 8GHz ~ 10GHz까지고, 이차 나이퀴스트 RF 직접 샘플링은 10GHz ~ 16GHz까지다. RF 튜너가 7GHz ~ 11GHz를 2GHz ~ 6GHz의 IF로 변환해서 나이퀴스트 틈새 + 대역 오버랩을 커버한다. 주파수 믹서에 대한 입력에 튜닝 가능 대역 통과 필터가 필요하다. LPF는 이미지를 제거하고, HPF는 IF 피드스루를 제거한다.
 

그림 6: 일차 나이퀴스트와 이차 나이퀴스트 사이의 틈새를 커버하는 오늘날의 스펙트럼 스캐닝
 
RF 튜너가 ADC RF 직접 샘플링 범위 바깥에 있는 더 높은 주파수를 커버할 수도 있다(그림 7). 이 경우에는 10GHz ~ 14GHz의 High IF 샘플링이 이미지 대역을 훨씬 멀리 밀어내므로 요구되는 이미지 제거를 달성하기 위해 더 낮은 Q값의 튜닝 가능 필터링을 사용할 수 있다. 그럼으로써 SWaP-C를 많이 차지하는 고정적 필터링을 신호 체인에서 제거할 수 있다.
 

그림 7: 튜너를 사용해서 밀리미터파를 커버하는 미래의 스펙트럼 스캐닝
 
RF 튜너를 사용할 때 가질 수 있는 또 다른 이점으로 유연성을 들 수 있다. 더 높은 주파수로 직접 샘플링을 하려고 하면 ADC의 잡음이나 선형성이 저하될 수 있으며, 또는 HD2나 HD3를 피할 수 있는 특정한 ADC 주파수 영역을 설계 엔지니어가 선호할 수 있다. RF 튜너를 사용하느냐, 직접 RF 샘플링을 사용하느냐에 따라 성능을 높일 수 있다면 실행 중에 런타임 소프트웨어 결정에 따라서 모드를 전환할 수 있다.
주파수 플래닝과 필터링을 간소화함에도 불구하고 전치선택 서브옥타브 필터링의 필요성은 미래에도 그대로일 것이며, 데이터 컨버터와 RF 컨디셔닝 경로로 IP2가 향상됨으로써 약간 도움은 될 것이다. 예컨대, 광대역 RF 증폭기가 IP2 성능이 계속해서 향상되고 수백 MHz ~ 20GHz에 이르기까지 OIP2 = 50dBm에 근접할 것이다.
 
크기 비교
미래의 수신기 프런트 엔드가 실현된다면 크기 측면에서는 어떤 이점들을 기대할 수 있을까? 통상적인 수신기 RF 체인의 크기가 현재 명함 크기 정도라고 하면 미래에는 우표 크기로 작아질 것이다. 이는 크기가 90% 축소되는 것이다.
이러한 가설을 입증하기 위해서 수신기에 필요한 부품 면적을 합산하고 수동 부품, 트레이스, 월, 간격이 차지하는 면적을 반영하기 위해서 50% ~ 65%의 부품 채움 계수를 적용했다. 칩 상의 모든 기능 블록을 하나의 다운컨버터로 통합한 차세대 수신기 프런트 엔드에도 마찬가지로 총 면적을 계산했다. 각각의 경우, 튜닝 가능 LO가 믹서로 피드하는 것은 같다. 표 1, 표 2, 표 3은 이 계산을 보여준다.
 
표 1: 오늘날의 수신기 프런트 엔드 부품과 총 면적

RF 체인	L (mm)	W (mm)	면적 (mm2)
전치선택, 서브옥타브	40	25	1000
디지털 스텝 감쇠기	4	4	16
RF 증폭기	4	4	16
BPF	5	10	50
믹서	4	4	16
BPF	5	10	50
RF 증폭기	4	4	16
RF 증폭기	4	4	16
BPF	5	10	50
믹서	4	4	16
BPF	5	10	50
RF 증폭기	4	4	16
디지털 스텝 감쇠기	4	4	16
RF 증폭기	4	4	16
안티앨리어싱 BPF	5	10	50
LO1			91
LO2			91
총 부품			1576
채움 계수			0.35
총 RF 프런트 엔드			4503

 
표 2: 튜닝 가능 LO 부품 면적

RF 체인	L (mm)	W (mm)	면적 (mm2)
PLL-VCO	7	7	49
TBPF	5	5	25
RF 증폭기	4	4	16
LPF	1	1	1
총 LO 체인			91

 
표 3: 미래의 수신기 프런트 엔드 부품과 총 면적

RF 체인	L (mm)	W (mm)	면적 (mm2)
전치선택, 서브옥타브	14	10	140
통합 다운컨버터	10	10	100
안티앨리어싱 TBPF	6	3	18
LO			91
총 부품			258
채움 계수			0.5
총 RF 프런트 엔드			516

 

그림 8: AD9082 MxFE 용으로 설계된 High IF로 2GHz ~ 18GHz의 수신기 튜너 예시. 높은 Q값의 평면형 RF 필터(회색)가 여러 개 필요해 복잡성, 크기, 비용을 증가시킨다. 빨간색 상자로 표시된 것이 서브옥타브 전치선택이다. 미래의 SDR 칩셋은 크기가 우표만 할 것이다(오른쪽).

 

맺음말

고속 데이터 컨버터가 높은 동적 범위는 그대로 유지한 채 나이퀴스트 샘플 레이트와 iBW를 계속해서 높임으로써 주파수 플래닝 시에 RF 프런트엔드 아키텍처를 통합하고 단순화할 수 있게 되었다. 과거에는 서브옥타브 RF 필터링과 이득 제어를 채택한 통합 고성능 주파수 변환 IC가 각 활용 사례와 주파수 플랜마다 결과적인 RF/IF 필터링이 달라서 어려운 점이 있었지만 이제는 달라지고 있다.
새로운 모놀리식 무선 튜너는 근본적으로 광대역이고, RF 필터링과 AGC를 필요에 따라서 조절할 수 있다. 그러므로 다양하게 파편화된 애플리케이션들을 공통의 하드웨어 블록으로 통합하고 애플리케이션의 필요에 따라서 소프트웨어 루프를 조절할 수 있다. 그 결과, 시스템 개발자가 애플리케이션마다 고유의 하드웨어를 사용할 필요 없이 공통의 유연한 하드웨어 플랫폼 상에서 소프트웨어 알고리즘을 차별화하는 쪽으로 옮겨갈 수 있으므로 개발 시간을 단축하고 비용을 낮출 수 있으며 SWaP-C를 줄일 수 있다.
 

참고문헌

1 Eamon Nash. “Correcting Imperfections in IQ Modulators to Improve RF Signal Fidelity.” Analog Devices, Inc., October 2009.
2 David McLaurin. “Calibration Techniques for Wireless Transceivers.” ISSCC, 2019.
3 Ahmed Ali, Huseyin Dinc, Paritosh Bhoraskar, Scott Bardsley, Chris Dillon, Mohit Kumar, Matthew McShea, Ryan Bunch, Joel Prabhakar, and Scott Puckett. “A 12-b 18-GS/s Sampling ADC with an Integrated Wideband Track-and-Hold Amplifier and Background Calibration.” IEEE, February 2020.
4 Umesh Jayamohan. “Not Your Grandfather’s ADC: RF Sampling ADCs Offer Advantages in Systems Design.” Analog Devices, Inc., July 2015.
5 Michael Jones, Travis Collins, and Charles Frick. “Integrated Hardened DSP on DAC/ADC ICs Improves Wideband Multichannel Systems.” Analog Devices, Inc., May 2021.

 

저자 소개

벤자민 안니노(Benjamin Annino)는 아나로그디바이스(Analog Devices)의 항공우주 및 방위 사업부 애플리케이션 디렉터이다. 2011년에 히타이트 마이크로웨이브(Hittite Microwave)에 입사했으며 2014년에 아나로그디바이스로 옮겼다. 그 전에는 레이씨온(Raytheon)에서 다양한 레이더 기술을 맡았다. 다트머스 대학에서 BSEE, 매사추세츠 대학 로웰 캠퍼스에서 MSEE, 매사추세츠 대학 애머스트 캠퍼스에서 MBA를 취득했다.
문의: benjamin.annino@analog.com